简介以通信原理“调制与解调”章节为主题的PPT课件面向通信工程、电子信息类专业的本科学生、考研复习者以及相关教学人员用于系统理解模拟与数字调制的基本原理。资源共1个文件格式为PPT压缩包大小仅644KB内容精炼便于快速查阅目前已有99人学习。课件从绪论出发依次讲解了幅度调制AM的标准调幅波数学表达式、频谱结构与双边带/单边带调制角度调制中FM与PM的抗噪声优势脉冲调制中的PAM、PCM与增量调制DM以及ASK、FSK、PSK三种数字调制方式。还专门讨论了高电平调制器与低电平调制器的适用场景配合典型波形图说明了过调幅失真、载漏指标与频带宽度等关键概念有助于读者正确选用调制方法提升课程学习与备考效率。1. 调制与解调课件一份把模拟、脉冲与数字调制串成一条线的复习资源这份《第六章 调制与解调》课件是通信原理里绕不开的一块硬骨头。它从最经典的 AM 幅度调制讲起一路覆盖 FM/PM 角度调制、PAM/PCM/DM 脉冲调制、FDM/TDM 多路复用最后落到 ASK/FSK/PSK 这三种数字键控方式以及低电平调制电路里的载漏指标。很多自学的人卡在中间不是因为公式难而是不知道这些调制方式之间是什么关系、参数算到多少才算对。这份课件刚好把这条线串清楚了什么信号用哪种调制、为什么这样选、边界条件在哪。适合期末复习、考研刷题、备课找素材也适合刚进通信行业想把原理补扎实的工程师。2. 模拟调制两条主线AM 的包络失真边界与 FM/PM 的抗噪逻辑模拟调制是一切后续内容的起点课件 6.1.1 里直接点明幅度调制 AM 有两个边带和一个载波广泛用在无线电广播和无线电话角度调制对振幅变化的噪声不敏感所以也常被采用。理解这两条主线关键是先把 AM 的参数算清楚再看懂 FM/PM 为什么能抗噪。2.1 标准调幅波的数学表达式调幅度 Ma 是第一个要算清的参数课件把单音调制作为分析起点调制信号 (v_\Omega(t)V_{\Omega m}\cos(\Omega t))载波 (v_c(t)V_{cm}\cos(\omega_c t))初始相位都设为零。标准调幅波的表达式写出来就是[ v_{AM}(t)V_{cm}[1M_a\cos(\Omega t)]\cos(\omega_c t) ]其中 (M_ak_a V_{\Omega m}/V_{cm})(k_a) 是比例系数。课件特别强调(M_a) 也叫调幅度或调幅指数表示载波振幅受调制信号控制的强弱程度。这里有个初学容易绕晕的点(M_a) 不是随便给的百分比而是由比例系数、调制信号幅度和载波幅度三者共同决定。若 (M_a0)说明没有调制输出就是纯载波(M_a) 越大调制越深(M_a1) 时达到百分之百调幅一旦 (M_a1)就进入过调幅状态。Ma 取值包络状态工程含义Ma 0包络不变化输出纯载波无调制浪费功率0 Ma ≤ 1包络随调制信号线性变化正常调幅可用包络检波恢复Ma 1包络最小值恰好到零满调幅动态范围最大Ma 1包络过零并反向过调幅包络失真不能正常解调课件里对过调幅的解释很实在当 (M_a1) 时晶体管进入截止区高频振荡部分被截止波形产生非线性失真。这正是标准调幅受包络失真限制的原因所以必须满足 (M_a\le 1)。我从工程角度补一句实际广播发射机不会把 Ma 推到 1一般在 0.3 到 0.8 之间留出余量以应对调制信号的瞬时峰值否则话音里的突发大音量很容易瞬间过调。这个边界条件在课件里虽然没有展开但从“过调幅产生非线性失真”这句话完全可以推出来考试和面试都爱问。把表达式展开标准调幅波就由三个频率分量组成载波分量 (\omega_c)以及上边带 (\omega_c\Omega) 和下边带 (\omega_c-\Omega)。载波分量的振幅是 (V_{cm})两个边带分量的振幅都是 (V_{cm}M_a/2)。画频谱图就是课件图 5-1-3 那样中间一根载波谱线两边对称分布一对边带谱线。调制信号原本在低频 (\Omega) 处经调幅后被搬移到载波两侧所以调幅本质上是频谱搬移过程。这也是为什么我常说学调制先学会画频谱图会画频谱图AM 一半的内容就通了。2.2 角度调制FM 与 PM 的抗噪优势从哪来角度调制和 AM 最大的区别在于信息放在哪里。AM 把信息放在载波的幅度里而角度调制让载波的瞬时角随时间变化由此分出两种方式频率调制 FM 让瞬时频率随调制信号变化相位调制 PM 让瞬时相位随调制信号变化。课件里配了图 6.1-2 的 FM 示意波形最直观的特点就是疏密变化幅度始终不变。FM 和 PM 对振幅变化噪声不敏感这个结论要从噪声模型理解。实际信道里的干扰比如大气噪声、工业火花、接收机内部噪声绝大多数是先叠加在信号幅度上的。AM 的解调依赖包络幅度一被污染信息直接受损。而 FM/PM 的幅度是恒定的信息藏在频率或相位里接收端用鉴频器或鉴相器提取瞬时频率/相位变化叠加在幅度上的噪声就很难进到解调输出里。这就是课件原话“角度调制对振幅变化的噪声不敏感”的完整逻辑。代价也很明确角度调制占用带宽更宽调制和解调电路比 AM 复杂成本更高。所以工程选型时常见做法是对音质和抗噪要求高的场景比如 FM 广播、模拟电视伴音用角度调制对设备成本敏感、只求“能把信息传过去”的场景比如早期无线电话AM 仍然是首选。判断依据不是“哪个高级”而是“信息放在哪个维度噪声就在哪个维度伤害你”。2.3 复合调制信号带宽为什么按最高频率的两倍算实际调制信号不是单音而是由角频率从 (\Omega_{min}) 到 (\Omega_{max}) 的许多频率成分组成的复合信号。每一个频率分量都会在载波两侧产生一对边带所以调幅波的上下边带都不再只有一对而是一整片频谱。这时候调幅波频带宽度取调制信号中最高频率的两倍[ BW2F_{max} ]这个公式和单音时的 (BW2F) 完全一致。单音时上边带在 (\omega_c\Omega)、下边带在 (\omega_c-\Omega)两者相距 (2\Omega)换算成频率就是 (2F)。复合信号里最高的那个频率分量 (F_{max}) 决定最外侧边带位置要保证所有边带完整接收带宽就必须覆盖到最外侧所以取最高频率的两倍。这里有个考试常挖的坑如果题目说调制信号频率范围是 300Hz 到 3400HzAM 带宽是 (2\times 34006800)Hz不是 (2\times(3400-300))。很多人在这一步翻车是因为把“信号频率范围”和“信号带宽”混为一谈。信号自身带宽是 (3400-3003100)Hz但 AM 调制后频谱被搬到载波两侧每侧都展开 3400Hz总带宽就是 6800Hz。课件里写“频带宽度等于调制信号频率的两倍”说的就是这一层关系。3. 从脉冲到数字PAM、PCM、DM 与 ASK/FSK/PSK 的对应关系模拟调制讲完之后课件 6.1.2 转向另一条技术路线用脉冲串作为载波。这一章的核心是弄清楚一个边界PAM 属于模拟脉冲调制PCM 已经变成数字调制DM 则是 PCM 的简化版本。然后再看数字调制里 ASK/FSK/PSK 与 AM/FM/PM 的对应关系。3.1 脉冲调制家族PAM 是模拟的延续PCM 没有模拟对应方式脉冲幅度调制 PAM 的做法是沿用已有的模拟幅度调制技术用信息去改变脉冲串的幅度。注意它的载波是脉冲串但调制方式本质还是“幅度随信息变化”而且这个变化是连续的所以 PAM 属于模拟调制范畴。课件图 6.1-3 展示了各种脉冲调制形式其中 PAM 最容易理解脉冲高度跟着采样点的信号值走。PAM 常被当作模拟信号数字化的中间步骤但很少有人直接拿 PAM 做长距离传输因为它对噪声和失真的抵抗能力并不比 AM 强多少。脉冲编码调制 PCM 则完全不同课件专门点了一句PCM 没有相对应的模拟方式。普通脉冲调制都能在模拟领域找到对应物唯独 PCM 是把信息先量化、再编码由码组对应的脉冲群来携载信息。量化这一步把连续幅度变成有限个离散电平所以对噪声的抵抗能力是本质性的提升。只要噪声没大到让接收端判错码组解调出来的就是干净的数字信号。代价是采样、量化、编码需要一整套电路带宽也明显比 PAM 宽。工程上常见的 PCM 应用就是电话网里的 8kHz 采样、8bit 量化、64kbps 一路话路这套参数很多做过语音处理的工程师应该不陌生。增量调制 DM 是 PCM 的一种简化它只用单一脉冲码来工作。具体做法是比较当前采样值与上一时刻的预测值差值只输出“增”或“减”一个比特。虽然单步量化噪声大、容易斜率过载但发送和接收设备都极其简单在早期低速率话音通信、以及对质量要求不高的场合占过一席之地。课件说它“简化了发送和接收设备的设计”这句话放到今天看就是硬件成本最低的数字化语音方案之一。调制方式载波形式信息承载维度属于哪一类PAM脉冲串脉冲幅度连续模拟脉冲调制PCM脉冲串码组编码离散数字脉冲调制DM单脉冲码增量方向离散数字脉冲调制PCM简化版3.2 三种数字键控ASK、FSK、PSK 与 AM、FM、PM 一一对应用数字信号去调制一个正弦载波就是数字调制。课件明确列出三种主要方式振幅键控 ASK、移频键控 FSK、移相键控 PSK并指出它们分别对应于 AM、FM 和 PM。这里“键控”的意思是数字信号只有两种状态相当于用开关在两种参数之间切换。ASK 是“有载波/无载波”或“大载波/小载波”FSK 是两个不同频率之间切换PSK 是载波相位在两个取值之间跳变。对应关系不是形式上的相似而是信息维度的延续。ASK 沿用了 AM 做幅度携带信息所以它对幅度噪声一样敏感FSK 沿用了 FM 的频率携带信息所以也继承了对幅度噪声不敏感的特点PSK 在抗噪性能上更进一步因为相位判决的抗干扰能力在多数信道下优于频率判决。工程选型时常见做法是ASK 电路最简单但抗噪最弱一般只在光纤等高质量信道或短距离低成本场合用FSK 适合中低速数据传输比如早期的电话线调制解调器PSK 以及它派生的 QPSK 是卫星、数字微波、深空通信的主流因为这些场景对功率和频谱效率的要求都高。3.3 多路复用模拟挤频段、数字抢时隙多路通信解决的是“一条信道传多路信号”的问题课件 6.1.3 把方法分成两大阵营。模拟信号的多路调制建立在频分制 FDM 的基础上尤其应用于同轴电缆系统。FDM 的思路是把每路信号调制到不同的载波频率上各路频谱在频域上互不重叠接收端用不同中心频率的带通滤波器就能把各路分出来。AM 和 FDM 是天然搭在一起的因为调幅本身就是频谱搬移多搬几次各路就排到了不同的频段。数字系统的多路调制建立在时分制 TDM 的基础上。TDM 的思路恰好反过来各路信号占用不同的时间段轮流在同一个信道上发送接收端按照时间顺序把各路数据分拣出来。和 FDM 相比TDM 不需要给每路信号准备独立的频段但对同步要求极高收发两端必须严格对齐时隙。复用方式划分维度适用信号关键难点FDM频率模拟信号同轴电缆系统防止邻道干扰需要保护频带TDM时间数字信号PCM话路复用收发同步时隙对齐3.4 选型逻辑抗噪、带宽与成本怎么权衡把第三章的内容放在一起看会发现所有选型都遵循同一条逻辑信息放在哪个参数里抗噪能力就由那个参数的性质决定。幅度承载信息的 AM 和 ASK天生怕幅度噪声频率和相位承载信息的 FM/FSK/PSK天生对幅度噪声不敏感。但抗噪不是免费的FSK/PSK 要么占用更宽带宽要么对收发端的频率稳定度、相位同步提出更高要求。PCM 抗噪好代价是编码和带宽DM 电路简单代价是量化噪声大。课件把这些方式并列讲并不是让你全记住而是让你在拿到一个具体通信需求时能按“抗噪要求—带宽预算—硬件成本”三个维度快速划掉不合适的选项。4. 调制电路实现高电平与低电平的分工以及载漏 20dB 的含义前面几章解决“用什么调制”这一章解决“电路上怎么做”。课件 6.2.2 把调制电路分成高电平和低电平两类并提出了载漏这个关键指标。对做射频系统或功率放大器的人来说这一章的实用度很高。4.1 高电平调制与低电平调制放在发射机哪一级决定关注什么指标调制在发射机里哪个环节做决定了电路的名称和设计目标。若调制过程在发送设备的高电平级也就是末级功率放大器实现就叫高电平调制器。这种电路的主要矛盾是功率和效率因为末级要输出较大的射频功率调制信号直接加在功放级希望调制器本身损耗小、输出功率大。AM 广播发射机就是典型的高电平调制基极调幅、集电极调幅都属于这一类。它不需要额外加一级专门的调制电路省了器件但对调制的线性要求变弱因为末级功放本身工作在大信号状态非线性失真明显。若调制过程在发送设备的低电平级实现就叫低电平调制器。课件特别提到单边带 SSB 和双边带 DSB 发射机都采用低电平调制电路原因是这类电路具有良好的调制线性而功率和效率一般可以不予考虑。为什么因为 SSB/DSB 的核心诉求是“把载波抑制掉、只留边带”这要求调制器必须严格完成相乘运算输出里除了有用边带和残余载波不应出现额外的交调产物。低电平级做相乘容易做得干净如果放在高电平级做功放的非线性会把频谱弄脏后续滤波也救不回来。对比项高电平调制低电平调制实现位置发射机末级功率放大器发射机低电平级主要关注输出功率、效率调制线性、载漏典型应用AM 广播发射机SSB/DSB 发射机非线性影响可以容忍失真靠下级处理必须尽量消除保证频谱纯净4.2 载漏指标抑制载波到底要抑制到什么程度单边带和双边带调制提出了抑制载波的要求抑制程度用载漏来衡量。课件给出的定义是载漏是输出载波分量低于边带波分量的分贝数。这句话容易读反我拆开讲。测量方法是把调制器输出接到频谱仪上找两根谱线一根是残余载波一根是有用边带。边带谱线功率减去载波谱线功率得到的 dB 差就是载漏。比如边带是 0dBm、载波是 -23dBm载漏就是 23dB。分贝数越大说明载波被抑制得越彻底指标越好。课件要求载漏一般在 20dB 以上。这个数字意味着残余载波功率至少比有用边带低 20dB对应功率比是 1/100。为什么非要压这么低残余载波不携带信息只浪费功率让功率放大器白白发热更麻烦的是在 SSB 接收机里残余载波会与本地振荡器产生差拍干扰形成音频里的“载漏啸叫”。我把常见做法的经验放在这里调试低电平调制器时先不给调制信号只在载波输入端加激励然后调整平衡电位器把输出端的载波谱线压到最低再恢复调制信号观察边带确认两边对称且载漏达标。这一步是 SSB 发射机调试里的常规操作。4.3 相乘器的实现路径从场效应管平方律到集成模拟相乘器低电平调制电路的核心诉求是实现理想相乘运算减少无用频率分量特别是减少其中的载波分量和失真分量。这里“失真分量”指的是 (q\ge2) 的谐波组合产物是调制器非线性的副产品。要提高调制线性、减少载漏就得选用相乘特性好的器件。课件罗列了几条实现路径。第一类是采用具有二次方特性的场效应管组成相乘电路做法是让两个信号同时控制场效应管的工作点利用转移特性的平方项自然产生乘积项。第二类是多个非线性器件组成的相乘器应用最广的是双差分对模拟相乘器也就是把差分放大器做成两对交叉耦合的形式输出电流正比于两个输入电压的乘积这种结构集成化之后性能稳定是模拟乘法器芯片的核心。第三类是开关工作状态的二极管平衡调制器和环形调制器。二极管在本地载波的控制下导通或截止相当于开关输入信号被载波“斩”成交替片段输出频谱里天然含有载波和两个边带平衡结构把载波本身抵消掉载漏因此可以做得很低。环形调制器比平衡调制器再多一组二极管对对载波的抑制度更高是 SSB 发射机里常见的电路。我调试这类电路时踩过的教训是二极管平衡调制器对载波幅度和占空比非常敏感载波驱动幅度不稳定载漏就飘。不要一上来就调信号通路先用频谱仪把载波端口的电平固定好再检查二极管的配对一致性。相差 1% 的二极管正向压降反映到载漏上可能就差出去 6dB。5. 避坑排查调幅度、带宽与载漏最容易翻车的五个细节这一章写自学和考试中反复出现的五类问题每一条都是现象、原因、解决三段式方便对照排查。这些坑不分新手老手做射频的工程师回头翻原理也会中招。5.1 参数计算类问题Ma、带宽、载漏方向现象算调幅度时直接把调制信号幅度除以载波幅度得出一个数就当作 Ma 写上去。原因忽略了比例系数 (k_a)。课件里的定义是 (M_ak_a V_{\Omega m}/V_{cm})实际电路里 (k_a) 由调制器件的转移特性决定不一定等于 1。只有题目明确说“比例系数为 1”时Ma 才能简化为 (V_{\Omega m}/V_{cm})。考试题目如果把 (k_a) 单独列出来就是要考你这个定义。解决算 Ma 先看题目给没给 (k_a)。如果给的是波形图用包络法读包络最大值 (V_{max}) 和最小值 (V_{min})按 (M_a(V_{max}-V_{min})/(V_{max}V_{min})) 计算。这个公式不依赖 (k_a)直接由波形的包络尺寸反推是复试面试里常用的快速估算法。现象算 AM 带宽只算了一侧把结果写成 (F) 而不是 (2F)。原因把频谱图里载波两侧的两根边带谱线当成了两套独立信号认为“既然只是把信号搬到 ±F 处带宽就是 F”。实际上 AM 波是一个整体上边带在 (f_cF)、下边带在 (f_c-F)天线发射出去的信号完整占用 (f_c-F) 到 (f_cF) 这段频谱总宽度当然是 (2F)。接收端的带通滤波器如果只留了 (F) 宽会把半边边带切掉恢复出来的音频直接失真。解决任何 AM 带宽题先写 (BW2F_{max})再代入最高调制频率。复合信号时用最高频率分量不用频率范围之差。碰到调幅广播中波 AM 的例子就很好记音频最高 5kHz每路 AM 电台占 10kHz 带宽中波频段 535kHz 到 1605kHz间隔按 9kHz 或 10kHz 排布正好对应这个公式。现象看“载漏在 20dB 以上”第一反应是载波功率要足够强至少 20dBm。原因对“漏”字做了直觉理解以为漏得越多越好。课件定义里写得很清楚载漏是输出载波分量低于边带波分量的分贝数。“低于”二字说明这是一个相对量正数越大代表载波比边带低得越多残余越少。解决记一句话载漏是负数方向上的余量。对照频谱仪测量时载波谱线比边带谱线低多少 dB那个数就是载漏。读数低于 20dB说明平衡没调好或器件不对称先查载波驱动幅度和二极管配对再查接地和布局引起的寄生耦合。这条对做 SSB 发射机的工程师尤其值钱因为载漏超标不只是指标难看还会直接影响接收端语音的可懂度。5.2 概念辨析类问题PAM/PCM、过调幅现象看见 PAM 里带个“Pulse脉冲”就把它归到数字调制一类和 PCM 混为一谈。原因用“是不是脉冲”来判断模拟/数字判断维度选错了。PAM 的脉冲幅度在连续范围内变化和 AM 的包络一样是模拟量只是载波从正弦变成了脉冲串。PCM 则是先对模拟信号取样把每个样值量化成有限个电平再编成码组由脉冲群发送脉冲幅度只有几个离散状态。解决做判断时看“承载信息的参数是否离散”。幅度连续变化就是模拟调制幅度只有若干离散取值就是数字调制。类比一下更好懂正弦载波做幅度调制时AM 是模拟、ASK 是数字换成脉冲载波PAM 是模拟、PCM 是数字。方向完全一致。如果后续要学 4B/5B 编码、线路码这些内容把 PAM 和 PCM 的基础概念掰清楚是前提它们各自延伸出去的分支完全不同。现象把过调幅波形当作普通 AM 继续解调觉得包络“变形了也能恢复一半”。原因不理解过调幅的物理机制。课件原话是 (M_a1) 时晶体管进入截止区高频振荡部分截止。这句话落到波形上就是调制信号负半周让载波幅度被“砍”到底包络不再与调制信号保持线性关系。包络检波器检出来的是一条被截断的曲线原始语音已经无法拼接回来。解决标准调幅必须守住 (M_a\le 1) 这条底线。工程上不仅不超 1还要留峰值余量绝大部分模拟话音 AM 发射机的实际调制度只到 70% 到 80%。如果你在实验里故意把信号源的调制度设到 120%观察到的波形不是“更深的调幅”而是失真别把示波器上的过调幅蝴蝶形包络误认为正常现象。想验证这一点用包络检波器接上过调幅信号听输出声音变糊印象会比任何公式都深。6. 验证技巧从时域波形和频谱图反推调幅度与带宽这一章给两个我自己常用的验证方法用来确认课件里的结论有没有理解到位也适合在做实验时快速自查。6.1 读图反推 Ma 的包络法拿到一张 AM 波形图第一件事是标出包络的两个极值波形最高处的包络线读数 (V_{max})最低处的包络线读数 (V_{min})。调幅度按 (M_a(V_{max}-V_{min})/(V_{max}V_{min})) 算。做个例子载波幅度 1V调幅度 0.5包络最大值就是 (1\times(10.5)1.5)V最小值是 (1\times(1-0.5)0.5)V代入公式正好得 0.5。这比背公式更直观而且完全不依赖 (k_a)直接从波形尺寸反推。实测时要注意示波器上读的是峰峰值包络测量要用垂直光标分别卡在包络最高点和最低点别把单个射频周期的瞬时值当包络值。6.2 用三条谱线验证带宽公式更彻底的验证是上频谱仪或者用一段简单的 Python 脚本做 FFT直接看 AM 波的三条谱线。脚本很小胜在把课件里的公式变成可以自己改参数验证的工具。import numpy as np import matplotlib.pyplot as plt fs 20000 # 采样率 20kHz远高于载波频率避免频谱混叠 fc 1000 # 载波频率 1kHz F 100 # 调制信号频率 100Hz Vcm 1.0 # 载波幅度 Ma 0.5 # 调幅度 t np.arange(0, 0.05, 1/fs) # 取 50ms 时间窗包含 5 个调制信号周期 v_am Vcm * (1 Ma * np.cos(2 * np.pi * F * t)) * np.cos(2 * np.pi * fc * t) # 单边幅值谱用 rfft 对实信号做快速傅里叶变换 spec np.fft.rfft(v_am) freq np.fft.rfftfreq(len(t), 1/fs) mag_db 20 * np.log10(np.abs(spec) / len(t) * 2 1e-12) plt.plot(freq, mag_db) plt.xlabel(频率 Hz) plt.ylabel(幅度 dB) plt.show()逻辑说明这段代码就是把课件的 AM 表达式原样翻译成波形数据再对 50ms 时长的信号做 FFT。1e-12 是防对数为零的底噪不参与结果判断。参数上载波 1kHz、调制信号 100Hz、调幅度 0.5跑完频谱图会在 900Hz、1000Hz、1100Hz 三处出现峰值中间是载波两侧是上下边带边带谱线比载波低 (20\log_{10}(0.25)\approx-12)dB对应 (V_{cm}M_a/20.25)V 的幅度。频率轴上两根边带的距离正好是 200Hz就是课件说的 (BW2F200)Hz。把 F 改成 200Hz 再跑一次边带间距会变成 400Hz带宽跟着变公式和仿真对得上。现在改 Ma 到 0.3边带谱线会降到约 (20\log_{10}(0.15)\approx-16.5)dB改到 1边带和载波的幅度关系变成 (0.5)V谱线比载波低 6dB。练两遍调幅度和带宽这两个概念就再也不会记混了。我自己带新人时要求他们每改一个参数先手写预计的带宽和谱线位置再跑脚本对答案错一顿之后基本不会再犯带宽方向上的错误。做射频或者教通信这几年我养成一个习惯凡是跟调制有关的结论拿到实际信号一定先读包络、再数谱线、最后才下结论。有一次调试一个双边带发射机频谱仪上明明边带对称、载漏也达标可解调出来的声音还是发闷最后发现是调制信号源自身带了一个 50Hz 交流纹波被一起搬到了边带附近。那以后我每次检查调制质量都会先把信号源本身的频谱洗干净再看调制器输出。这一点也是这份调制解调课件里隐含的功夫调制做得好不好一半在调制器另一半在输入的信号是否干净。希望帮到你。本文还有配套的精品资源点击获取
